LLC轻载下输出特性分析及保持输出电压可控的解决方案
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1.引言 近年来LLC 拓扑广泛应用于照明驱动，电视电源，工业电源，服务器/PC电源，通信电源等消费及工业领域中的DC-DC级，这是因其具有如全负载范围原边开关管的零电压开通(ZVS)，副边二极管或同步整流开关零电流关断(ZCS)，EMI特性好(高频噪声分量较少)，电路结构简单，成本较低等优异特性。典型的半桥全波整流LLC拓扑如下图所示。 图1：半桥LLC拓扑 对于LLC拓扑，根据目前最为常用的基波近似法(First Harmonic Approximation, FHA，Fundamental Element Simplification, FES)[1]计算得到的直流增益曲线，即使负载很轻甚至负载为零，只要工作频率足够高那么输出电压电压一定是可控的，即可以稳定在规格要求范围内。然而，在大量采用该拓扑的产品中都可以发现：在轻载下输出电压无法稳定在规格要求范围内即往往高于规格的要求，即使LLC已经工作于非常非常高的频率。这与目前的理论分析是不相符的。因此有必要在轻载及空载条件下对直流增益曲线进行重新分析与计算，从中找到影响直流增益的因素，从而找到解决问题的方案。 2.变压器原边等效并联寄生电容对直流增益曲线的影响 采用FHA/FES方法计算LLC的直流增益曲线时，LLC变压器的模型中的漏感实际上已经被考虑进去：对于谐振电感为独立电感的应用，因为漏感与谐振电感为串联关系(副边漏感等效折算到原边)，因此谐振腔的谐振电感感量为设计的谐振电感与漏感叠加值。而对于谐振电感与变压器集成方案，变压器漏感即谐振电感。但是原边绕组间，副边绕组间的分布电容及副边整流二极管或同步整流MOSFET的输出电容并未考虑到计算中。当考虑这些寄生电容后，变压器的模型及LLC等效电路分别如图2和3所示[3] 图2 考虑副边寄生电容后的变压器模型 图3 考虑副边寄生电容后的LLC等效电路模型 根据图2所示结构，图3中的变压器原边等效并联寄生电容Cp为： Cp=Cpw 2(Csw Csoss)Nps2 (1) Cpw，Csw，Csoss分别为变压器原边绕组分布电容，变压器副边绕组分布电容及输出整流二极管或同步整流管的等效输出电容，Nps为变压器原副边的匝比， 根据图3所示等效电路，计算得到的LLC直流增益为： G=(ffr)2(m-1)Qe2((ffr)2-1)2(m-1)2(ffr)2 m2((ffr)2-1m-(m-1m)(ffr)2(ffz)2)2 (2) 其中： m=LpLr (3) fr=12πLrCr (4) fz=12πLrCp (5) Qe=LrCr*1Rac (6) Rac=8π2*Nps2*VoutIout (7) 以一个LLC谐振变换器设计参数为例：Lp=1400uH; Lr=165uH; Cr=68nF，Nps=16.7，对于图4所示的LLC变换器，使用阻抗分析仪在板测试变压器原边等效电容(图中所示的蓝色圆点为测试端)，根据测试得到的阻抗曲线计算得到原边等效电容Cp为： Cp=269pF (8) 图4 采用LLC拓扑的开关电源变压器原边等效并联电容测试端 根据公式(2)可以计算得到不同品质因数Q值(对应100%负载~1%负载)下的增益曲线族，如图5所示; 图5 考虑变压器寄生电容后的直流增益曲线 而相同条件下不考虑寄生电容的增益曲线族如图6所示。 图6 不考虑变压器寄生电容的直流增益曲线 从图5和图6的对比可以得到，由于变压器原边绕组等效寄生电容的存在，增益曲线在高频出现另一个电感电容并联谐振点，导致增益曲线在轻载情况下随频率升高而增益变高，且负载越轻，该现象越明显。这将导致轻载情况下输出电压无法稳定。相同负载(以10%负载为例)不同原边寄生电容(500pF~50pF)下的增益曲线如图7所示。从图中可知，寄生电容越大，谐振点越低，对LLC增益曲线的影响越大，只有在寄生电容小于50pF情况下，其对增益曲线的影响可以忽略不计。 |
