工程师实战经验：PSR原边反馈开关电源设计的“独特”方法

目前比较流行的低成本、超小占用空间方案设计基本都是采用PSR原边反馈反激式，通过原边反馈稳压省掉电压反馈环路(TL431和光耦)和较低的EMC辐射省掉Y电容，不仅省成本而且省空间，得到很多电源工程师采用。

下面结合实际来讲讲我对PSR原边反馈开关电源设计的“独特”方法——以实际为基础。

要求条件：

全电压输入，输出5V/1A，符合能源之星2之标准，符合IEC60950和EN55022安规及EMC标准。因充电器为了方便携带，一般都要求小体积，所以针对5W的开关电源充电器一般都采用体积较小的EFD-15和EPC13的变压器，此类变压器按常规计算方式可能会认为CORE太小，做不到，如果现在还有人这样认为，那你就OUT了。

磁芯以确定，下面就分别讲讲采用EFD15和EPC13的变压器设计5V/1A5W的电源变压器。

1.EFD15变压器设计

目前针对小变压器磁芯，特别是小公司基本都无从得知CORE的B/H曲线，因PSR线路对变压器漏感有所要求。

所以从对变压器作最小漏感设计入手：

已知输出电流为1A，5W功率较小，所以铜线的电流密度选8A/mm2，

次级铜线直径为:SQRT(1/8/3.14)*2=0.4mm。

通过测量或查询BOBBIN资料可以得知，EFD15的BOBBIN的幅宽为9.2mm。

因次级采用三重绝缘线，0.4mm的三重绝缘线实际直径为0.6mm。

为了减小漏感把次级线圈设计为1整层，次级杂数为：9.2/0.6mm=15.3Ts,取15Ts。

因IC内部一般内置VDS耐压600~650V的MOS，考虑到漏感尖峰，需留50~100V的应力电压余量，所以反射电压需控制在100V以内，

得：(Vout VF)*n<100,即：n<100/(5 1),n<16.6,

取n=16.5,得初级匝数NP=15*16.5=247.5

取NP=248，代入上式验证，(Vout VF)*(NP/NS)<100,

即(5 1)*(248/15)=99.2<100,成立。

确定NP=248Ts.

假设：初级248Ts在BOBBIN上采用分3层来绕，因多层绕线考虑到出线间隙和次层以上不均匀，需至少留1Ts余量(间隙)。

得：初级铜线可用外径为：9.2/(248/3 1)=0.109mm，对应的实际铜线直径为0.089mm，太小(小于0.1mm不易绕制)，不可取。

假设：初级248Ts在BOBBIN上采用分4层来绕，初级铜线可用外径为：9.2/(248/4 1)=0.146mm，对应的铜线直径为0.126mm，实际可用铜线直径取0.12mm。

IC的VCC电压下限一般为10~12V，考虑到至少留3V余量，取VCC电压为15V左右，

得：NV=Vnv/(Vout VF)*NS=15/(5 1)*15=37.5Ts,取38Ts。

因PSR采用NV线圈稳压，所以NV的漏感也需控制，仍然按整层设计，

得：NV线径=9.2/(38 1)=0.235mm,对应的铜线直径为0.215mm，实际可用铜线直径取0.2mm。也可采用0.1mm双线并饶。

到此，各线圈匝数就确定下来了。

绕完屏蔽后，保TAPE1层;

再绕初级，按以上计算的分4层绕制，完成后包TAPE1层;

为减小初次级间的分布电容对EMC的影响，再用0.1mm的线绕一层屏蔽，包TAPE1层;

再绕次级，包TAPE1层;

再绕反馈，包TAPE2层。

可能有人会说：怎么没有计算电感量?因前面说了，CORE的B/H不确定，所以得先从确定饱和AL值下手。

把变压器CORE中柱研磨一点，然后装上以上方式绕好的线圈装机，并用示波器检测Rsenes上的波形，见下图中R5。

输入AC90V/50Hz，慢慢加载，观察CORE有没有饱和，如果有饱和迹象，拆下再研磨……直到负载到1.1~1.2A刚好出现一点饱和迹象。(此波形需把波形放大到满屏观察最佳)

OK，拆下变压器测量电感量，此时所测得的电感量作为最大值依据，再根据厂商制造能力适当留 3%~ 5%的误差范围和余量，如：测量为2mH,则取2-2*0.05=1.9mH，误差为 /-0.1mH。

现在再来验证以上参数变压器BOBBIN的绕线空间。