MOS管的外围保护电路设计
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01栅极驱动部分 常用的mos管驱动电路结构如图1所示，驱动信号经过图腾柱放大后，经过一个驱动电阻Rg给mos管驱动。其中Lk是驱动回路的感抗，一般包含mos管引脚的感抗，PCB走线的感抗等。在现在很多的应用中，用于放大驱动信号的图腾柱本身也是封装在专门的驱动芯片中。本文要回答的问题就是对于一个确定的功率管，如何合理地设计其对应的驱动电路(如驱动电阻阻值的计算，驱动芯片的选型等等)。 注1：图中的Rpd为mos管栅源极的下拉电阻，其作用是为了给mos管栅极积累的电荷提供泄放回路，一般取值在10k~几十k这一数量级。由于该电阻阻值较大，对于mos管的开关瞬态工作情况基本没有影响，因此在后文分析mos的开关瞬态时，均忽略Rpd的影响。 注2：Cgd，Cgs，Cds为mos管的三个寄生电容，在考虑mos管开关瞬态时，这三个电容的影响至关重要。
图1 mos驱动电路结构 1.1 驱动电阻的下限值 驱动电阻下限值的计算原则为：驱动电阻必须在驱动回路中提供足够的阻尼，来阻尼mos开通瞬间驱动电流的震荡。 当mos开通瞬间，Vcc通过驱动电阻给Cgs充电，如图2所示(忽略Rpd的影响)。根据图2，可以写出回路在s域内对应的方程:
根据式(1)可以求解出ig，并将其化为典型二阶系统的形式
根据式(2)，可以求解出该二阶系统的阻尼比为：
为了保证驱动电流ig不发生震荡，该系统的阻尼比必须大于1，则根据(3)可以求解得到：
式(4)给出了驱动电阻Rg的下限值，式(4)中Cgs为mos管gs的寄生电容，其值可以在mos管对应的datasheet中查到。而Lk是驱动回路的感抗，一般包含mos管引脚的感抗，PCB走线的感抗，驱动芯片引脚的感抗等，其精确的数值往往难以确定，但数量级一般在几十nH左右。 因此在实际设计时，一般先根据式(4)计算出Rg下限值的一个大概范围，然后再通过实际实验，以驱动电流不发生震荡作为临界条件，得出Rg下限值。
图2 mos开通时的驱动电流 1.2 驱动电阻的上限值 驱动电阻上限值的计算原则为：防止mos管关断时产生很大的dV/dt使得mos管再次误开通。 当mos管关断时，其DS之间的电压从0上升到Vds(off)，因此有很大的dV/dt，根据公式：i=CdV/dt，该dV/dt会在Cgd上产生较大的电流igd，如图3所示。
图3 mos关断时的对应电流 该电流igd会流过驱动电阻Rg，在mos管GS之间又引入一个电压，当该电压高于mos管的门槛电压Vth时，mos管会误开通，为了防止mos管误开通，应当满足：
式(6)给出了驱动电阻Rg的上限值，式(6)中Cgd为mos管gd的寄生电容，Vth为mos管的门槛电压，均可以在对应的datasheet中查到，dV/dt则可以根据电路实际工作时mos的DS电压和mos管关断时DS电压上升时间(该时间一般在datasheet中也能查到)求得。 从上面的分析可以看到，在mos管关断时，为了防止误开通，应当尽量减小关断时驱动回路的阻抗。基于这一思想，下面再给出两种很常用的改进型电路，可以有效地避免关断时mos的误开通问题。
图4 改进电路1 图4给出的改进电路1是在驱动电阻上反并联了一个二极管，当mos关断时，关断电流就会流经二极管Doff，这样mos管gs的电压就为二极管的导通压降，一般为0.7V，远小于mos的门槛电压(一般为2.5V以上)，有效地避免了mos的误开通。
图5 改进电路2 图5给出的改进电路2是在驱动电路上加入了一个开通二极管Don和关断三级管Qoff。当mos关断时，Qoff打开，关断电流就会流经该三极管Qoff，这样mos管gs的电压就被钳位至地电(píng)附近，从而有效地避免了mos的误开通。 1.3 驱动电阻阻值的选择 根据1.1节和1.2节的分析，就可以求得mos管驱动电阻的上限值和下限值，一般来说，mos管驱动电阻的取值范围在5~100欧姆之间，那么在这个范围内如何进一步优化阻值的选取呢？这就要从损耗方面来考虑，当驱动电阻阻值越大时，mos管开通关断时间越长(如图6所示)，在开关时刻电压电流交叠时间久越大，造成的开关损耗就越大(如图7所示)。所以在保证驱动电阻能提供足够的阻尼，防止驱动电流震荡的前提下，驱动电阻应该越小越好。
图6 mos开关时间随驱动电阻的变化
比如通过式(4)和式(6)的计算得到驱动电阻的下限为5欧姆，上限为100欧姆。那么考虑一定的裕量，取驱动电阻为10欧姆时合适的，而将驱动电阻取得太大(比如50欧姆以上)，从损耗的角度来讲，肯定是不合适的。 1.4 驱动芯片的选型 对于驱动芯片来说，选型主要考虑如下技术参数：驱动电流，功耗，传输延迟时间等，对隔离型驱动还要考虑原副边隔离电压，瞬态共模抑制等等(common mode transient immunity)，下面就分别加以介绍。 最大电流 在mos管开通的时候，根据图2，可以得到mos开通瞬间的驱动电流ig为(忽略Lk的影响)
其中ΔVgs为驱动电压的摆幅，那么在选择驱动芯片的时候，最重要的一点就是驱动芯片能提供的最大电流要超过式(7)所得出的电流，即驱动芯片要有足够的“驱动能力”。 功耗 驱动功率计算表达式如下：
其中Qg为栅极充电电荷，可以在datasheet中查到，ΔVgs为驱动电压的摆幅，fs为mos的开关频率，在实际选择驱动芯片时，应选择驱动芯片所能提供的功率大于式(8)所计算出来的功率。同时还要考虑环境温度的影响，因为大多数驱动芯片所能提供的功率都是随着环温的升高而降额的，如图8所示。
图8 驱动允许的损耗功率随着环温升高而降低 传输延迟(Propagation Delay) 所谓传输延迟，即驱动芯片的输出上升沿和下降沿都要比起输入信号延迟一段时间，其对应的波形如图9所示。对于传输延迟来说，我们一般希望有两点：1)传输延时的实际要尽量短。2)“开通”传输延时和“关断”传输延时的一致性要尽量好。
图9 驱动芯片输入输出传输延时 下面就针对第二点来说一说，如果开通和关断传输延时不一致会有什么影响呢？我们以常用的IGBT驱动，光耦M57962为例，给出其传输延时的数据，如图10所示。
图10 M57962的传输延时数据 从图10可以看到，M57962的的开通传输延时一般为1us，最大为1.5us；关断传输延时一般为1us，最大为1.5us。其开通关断延时的一致性很差，这样就会对死区时间造成很大的影响。假设输入M57962的驱动死区设置为1.5us。那么实际到IGBT的GE级的驱动死区时间最大为2us(下管开通延时1.5us, 上管关断延时1us)，最小仅为1us(下管开通延时1us, 上管关断延时1.5us)。造成实际到达IGBT的GE级的死区时间的不一致。因此在设计死区时间时，应当充分考虑到驱动芯片本身的传输延时的不一致性，避免因此造成的死区时间过小而导致的桥臂直通。 原副边绝缘电压 对于隔离型驱动来说(光耦隔离，磁耦隔离)。需要考虑原副边的绝缘电压，一般项目中都会给出绝缘电压的 相关要求。若没有相关要求，一般可取绝缘电压为mos电压定额的两倍以上。 02外围保护电路
R7作用：防静电影响MOS，管子的DG,GS之间分别有结电容, DS之间电压会给电容充电,这样G极积累的静电电压就会抬高直到mos管导通，电压高时可能会损坏管子. 同时为结电容提供泄放通道，可以加快MOS开关速度。阻值一般为几千左右。 R6和D3作用：在MOS关断时，这个回路快速放掉栅极结电容的电荷，栅极电位快速下降，因此可以加快MOS开关速度。另外，高频时， MOSFET的输入阻抗将降低，而且在某个频率范围内将变成负阻，会发生振荡，这个电阻可以减少震荡。R6阻值一般较小，几欧到几十欧左右。 C11，R8和d5作用：MOS有分布电感，关断时会有反峰电压。Rc部分用于吸收尖波，这个设计给这个反峰提供了释放回路。D5是为了防止高电压击穿mos。经实验，去掉该回路后波形有很大的震荡。 03减少振铃的方法 三种方法：
3.1 PCB设计 减少VCC，GND与MOS的距离 效果：
3.2 栅极/自举电阻 两电阻示意图如下：
设计的特点是增加开通时间，但不影响关断时间。增大电阻可以减少振铃，但是会增大损耗，且不改变振铃频率，因为只是用其吸收能量罢了。 下面是振铃的幅度以及能量的损耗示意图：
3.3加入开关阻尼RC 示意图
RC的选择可以根据示波器上测出的振铃频率计算：
振铃减少的效果：
3.4 加入共源极电感 这种方法缺点是电感值难以调整，且损耗大。
3.5部分常见波形 工作在线性区，损耗巨大，原因可能是布线太长，电感太大
高频振铃严重
上升下降沿缓慢，可能因为驱动芯片驱动能力太差，或者是栅极驱动电阻太大
有振铃的方波，边沿陡峭，开关速度快，损耗小，可以略微增大栅极电阻
测量的是上管的驱动，由于自举电容较小，提供的电荷不足，无法保证GD间的电压
完美波形
04缓冲电路设计 关于缓冲电路 基本拓扑电路上一般没有吸收缓冲电路，实际电路上一般有吸收缓冲电路，吸收与缓冲是工程需要，不是拓扑需要。 吸收与缓冲的功效： ●防止器件损坏，吸收防止电压击穿，缓冲防止电流击穿 ●使功率器件远离危险工作区，从而提高可靠性 ●降低（开关）器件损耗，或者实现某种程度的关软开 ●降低di/dt和dv/dt，降低振铃，改善EMI品质 ●降低di/dt和dv/dt，降低振铃，改善EMI品质 也就是说，防止器件损坏只是吸收与缓冲的功效之一，其他功效也是很有价值的。 吸收 吸收是对电压尖峰而言。 电压尖峰的成因 : ●电压尖峰是电感续流引起的。 ●引起电压尖峰的电感可能是：变压器漏感、线路分布电感、器件等效模型中的感性成分等。 ●引起电压尖峰的电流可能是：拓扑电流、二极管反向恢复电流、不恰当的谐振电流等。 |
