具理想二极管的浪涌抑制器可保护输入和输出
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这种笨拙的方法需要占用大量的电路板面积资源 — 庞大的电感器和容常是系统中最高组件。即使采用了此类保护方案也不能提供针对反向输入电压 或源欠(这些都是汽车环境中有可能遭遇的情形) 的防护 作用。 出于避免遭受这些事件的损坏及保持输电压考虑， 设计人员增了一个隔离二极管，但这中的额外电压降会导致功率损失的增加 。 LTC4364是一款用于负载保护和输出保持的完整控制解决方案，其占板面积小巧，并免除了庞大笨重的组件和不希望有的电压降。图1示出了LTC4364的功能方框图。该器件可驱动两个背对背N沟道传输晶体管：其一 (图1中的M1) 负责提供电压浪涌保护并保持向输出提供一个稳定的电压，而另一个 (图1中的M2) 则充当用于提供反向输入保护和输出保持的理想二极管。 另外，LTC4364还可提供针对过载和短路的保护、承受输出电压反向、在输入欠压情况下保持MOSFET关断、以及在输入过压情况下禁止接通或自动重试。该器件的停机模式可将电源电流减小到低至10μA。
图1：LTC4364的简化方框图 高级浪涌抑制器可承受较高的电压并确保安全操作 图2示出了LTC4364的一种典型应用。在正常工作条件下，LTC4364将浪涌抑制器N沟道MOSFET (M1)驱动至完全导通，并把理想二极管N沟道MOSFET (M2)的VDS调节至30mV，从而最大限度地减小了从输入电源至负载电路的电压降。当VOUT上升到(VIN– 0.7V) 时，ENOUT引脚电平走高以启动负载电路。
图2：具反向电流保护功能的浪涌抑制器可在VIN上承受 200V/-24V瞬态电压 在输入电压浪涌期间，LTC4364调节HGATE引脚电压，并通过MOSFET M1和一个阻性分压器对输出电压进行箝位，从而把FB引脚电压保持在1.25V。负载电路继续运作，且电源电压仅有适度的增加 (如图3所示)。
图3：LTC4364将输出调节在27V，而负载电路面对一个92V输入尖峰可继续运作 在电流过载的情况下，LTC4364通过M1限制输出电流以把SENSE和OUT引脚两端的电压保持在50mV(当OUT>2.5V时)。对于OUT低于1.5V时的严重输出短路，电流限制检测电压将折返至 25mV以为MOSFET提供额外的保护 (图4)。
图4：电流限值的2:1折返可减小严重输出短路时的MOSFET应力 当出现输出限制时 (过压 [如图5所示] 或过流)，定时器电容器电压斜坡上升。假如这种状况持续的时间足够长以至于TMR引脚电压达到1.25V，则FAULT引脚电平走低，以向下游电路发出“即将发生功率损失”的早期报警。在1.35V电压下定时器将关断MOSFET，并在等待一个冷却间隔之后再尝试重新起动。
图5：LTC4364-2在过压故障之后的自动重试定时器序列提供了一个非常长的冷却周期(0.1%占空比) LTC4364监视MOSFET两端的电压，并针对不断增加的VCC– VOUT成比例地缩短关断定时器间隔。这样，高应力输出短路过程的持续时间间隔要比短暂的轻微过载更短，因而有助于确保MOSFET在其安全工作区之内运作。 在过压或过流情况下，LTC4364具有一个非常低的再起动占空比 (约为0.1%)，从而可确保MOSFET在因故障而被关断之后先冷却，然后再重新起动。图5示出了LTC4364-2在一个过压故障之后的自动重试定时器序列。 LTC4364的一个重要特性是：可在输入电源和VCC引脚之间布设一个电流限制器件，例如一个电阻器(图2中的R4)。现在，VCC引脚上的电源瞬变可利用一个电容器 (图2中的C1) 进行滤波或由一个齐纳二极管 (图2中的D1) 进行箝位。如果选择了一个正确的MOSFET M1，那么该方案将能承受远远高于100V的电源瞬变。图2中的电路可耐受高达200V的电源瞬变。 输入电压监视可避免发生不想要的接通 LTC4364采用UV引脚来检测输入欠压状况 (例如：低电池电量)，并在UV引脚电压低于1.25V时使MOSFET保持关断。另外，LTC4364还监视输入过压状况并把MOSFET保持在关断状态，以在发生某种输出故障情况之后执行启动或再起动操作。 |
